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前言
最近因为竞赛需要，博主在研究怎么把原先的单级ACDC功率密度做高，为此调研了一些磁集成方案，其中有一些思路比较巧妙，故写一篇博客作总结分享。
现有的单级双向ACDC DAB拓扑按照AC侧的拓扑分类大致可以分为三种：使用双向开关半桥或者全桥的周波变换器拓扑、使用工频整流桥+DAB的拓扑、以及使用两相交错图腾柱和DAB复用桥臂的拓扑。上述这些拓扑都是基于DAB实现的，当然还有一些使用SR-DAB或者CLLC的方案，这里就不提了。下图简要展示了这些拓扑的基础版本。
博主目前研究的是右下这种交错图腾柱的拓扑，因此后面提到的磁集成方案都基于这个拓扑。其他拓扑的方案读者感兴趣也可以自行了解。
运行原理及功率密度提升遇到的瓶颈
这个拓扑最早是2021年韩国首尔科技大学Choi Sewan团队提出的，应用在800V的OBC上，通过查阅他们实验室的资料发现这个方案似乎是用在了一个和现代汽车合作的充电机项目中。Interleaved Totem-Pole ZVS Converter Operating in CCM for Single-Stage Bidirectional AC–DC Conversion With High-Frequency Isolation
接下来介绍该拓扑的运行方式：原边两个高频半桥以固定50%的占空比180°交错工作，以实现零电流纹波；通过调节原副边移相角和副边占空比两个自由度来实现PFC，由于DAB级实际上只需要控制电流，因此可以利用两个自由度来做一些ZVS或者RMS电流的优化。原边的箝位电容只需要处理高频电流，因此容量可以取很小，通常几百nF就可以，这也是这个拓扑属于单级拓扑的原因。当然PFC固有的功率脉动问题还是存在的，只能通过在DC侧加大电解或者做APD处理（或者让电池硬扛）。
可以注意到，这个拓扑和其他常见拓扑的明显区别在于AC侧有两个Boost电感，这两个电感对功率密度的影响非常大（特别是做的机子额定功率比较小的情况下）。在计算磁性元件的时候会发现，由于原边Boost以固定50%占空比运行，L这一项会被Boost电流纹波公式里面的L对消掉，导致不管感量取多少，在限制了磁密摆幅之后匝数都不会变化。由于这个拓扑原边是做了一个升压操作，Boost电感承受的伏秒积会相当大，而这个伏秒积并不会受实际传输的电流大小影响，最后只能通过加开关频率或者换大磁芯来解决，因此不利于功率密度提升。本文后面介绍的两个磁集成方案都是围绕着这两个电感来做文章。
Choi Sewan团队方案
韩国的Choi Sewan团队在2022年又发表了一篇文章，针对这个拓扑做了磁集成方案。Compact Integrated Transformer – Grid Inductor Structure for E-Capless Single-Stage EV Charger
他们的方案比较好理解，基本思路就是利用变压器的励磁电感作为Boost电感，或者说更像把变压器集成到了Boost电感上。实现方式是做了两个没有耦合关系的变压器，然后通过开气隙来控制感量。磁芯复用了中柱做高频磁通抵消来进一步压缩体积，这个思路在交错Boost中比较常规，这里就不赘述。可以看到最后的变压器看起来就像是那种交错Boost PFC里面用的电感。对于DAB的辅助电感，他们还是按照原来的方案放在了DC侧，没有做集成。
这个方案有一个缺点，就是这个变压器需要承受Lg电流产生的磁通，因此需要开气隙。结合前面提到的Boost电感带来的问题，这篇文章的思路也可以理解为：既然Boost电感需要承受这个固定的伏秒积，不如顺便拿来当变压器用。所以前面才说更像是把变压器集成到了电感上，因为整个设计逻辑其实是在做电感。
最后展示出来的磁件体积提升还是很显著的。
Jingxin Hu团队方案
南航的一个团队2023年又做了一个更加激进的集成方案，看起来更像魔术。A Boost-Inductorless Electrolytic-Capacitorless Single-Stage Bidirectional Isolated AC–DC Converter
正如这篇论文标题所说，这个拓扑把原拓扑两个电感直接给删了，但整个机子的运行方式和原来还是一样的。
先说这个辅助电感，虽然这个可能不太算磁集成。他们用了一个耦合电感来抵消掉工频电流产生的磁通分量，因此在电网电流这个路径上看辅助电感是没有感量的，而在DAB级的路径上它就充当了辅助电感的作用。按博主的理解这个辅助电感其实是可以放到DC侧去的，这样天然没有工频分量，不需要做这种处理，他们这篇文章之所以放在原边应该是因为这个机子的DC侧是400V的，放到副边的话绕组的线径要翻一倍，而Choi Sewan的机子DC侧是800V，辅助电感放哪边都一样。当然这个电感放置位置不同可能会影响到一些ZVS条件，博主没有针对这个做进一步分析。
这个方案真正神秘的点在于这个变压器，和Choi Sewan方案中两个不耦合的变压器不一样，这是一个中心抽头变压器，两个绕组之间是耦合的。对于DAB来说这个变压器很好理解，还是和原方案一样，而对于AC侧，这个电路中实际上已经看不到Boost的电感了，文章中用了高低频两个等效电路来解释。
对于工频分量，原边桥臂固定50%占空比，开关节点电压近似为UCc/2，因此UCc自然等于2|Vg|。而对于高频分量，由于原边两个桥臂180°交错，中心抽头处的电压近似是个直流，因此Lf只需要承受死区等非理想因素带来的小电压冲击，在这篇论文中只取了8μH，基本是按照工频电感来设计的，对体积没什么影响。而工频电流在变压器上产生的磁通又刚好相互抵消了，因此很神奇的一点是这两个高频磁件的磁通里面是没有任何工频分量的，和Choi Sewan团队的不一样。
最后可以看到变压器的原边电流上叠加了一个工频分量。但由于工频磁通全都抵消了，这两个高频磁件的设计方式和原始拓扑是完全一样的，因此从结果来看，原拓扑的两个Boost电感就像是变魔术一样“凭空消失”了。
